Mu-Stage线路 实战总结

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• 04-14
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研究Mu-Stage的初衷本是想用五极管做Mu随上管，享受其带来的极高PSRR和极其宁静的音场背景，在实践过程中我有困惑也有思考。本篇就是我对Mu-Stage线路的一些总结，相信我的问题也是很多发烧友正头疼的地方。

有一个关于Mu-Stage线路的问题我想了好久，对于上管五极管来说，由Rk1b来负责确定栅负，但阴随的负载是（V1+Rp+Rk）与RK2b的并联等效阻抗。鉴于这个线路上管工作点牵制点比较多，调来调去没有找到简单的理论解释合乎实际现象的。

后来G版给了我解答，他认为应先定上管电流 Ik2，再定工作点（Rk2a 及 Rk2b）。由于下管与 Rk2（a、b）并接而成“电流提升电路”，故分流后便为Ia1。Rk2a及Rk2b组成自举，2.2MΩ（Rg2）与 0.1μF（Cp）组成RC电路而成为模拟电感Gyrator，上管的gm越高，电感的Q值便越低，使稳定性增加。除此之外，0.1μf电容的数值越大，Q值也越低。现在0.1μf可能会少了点。

阅读原文时，感觉原作者始终未能尽心去了解和掌握Mu-Stage电路的实际情況。比如原文提到在调节时须十分精准，不过我们大家都知道知道，电子管线路若不能应付±8% 误差，便为失败之作。十多年来，原作者没有解释这是模拟电感Gyrator，直到2007年才找出这是Gyrator，即使 澳洲大师Turner也不明白此一电路结构。

而若认为这电路为模拟电感Gyrator的话，为何“基准电压”却又会会随信号而变化呢？即上管此时被调制，电感量会随信号变化而改变。补救办法是将2.2MΩ 一分为二，中间电容落地便可。但这样“超线性”的效果就消失了，还有另一方法，將0.1μF加大至3.3~8μF，使Q值得以大大降低，減少“被调制”影响。

研究Mu-Stage的初衷本是想用五极管做Mu随上管，享受其带来的极高PSRR和极其宁静的音场背景。无奈鲜有五极管能和下管的三极管在相同屏流下能够提供足够的阴随跟随动态范围，所以五极管和三极管工作点的分置就成为必须。这样五极管多余的电流就需要单独泄放，于是就出现了类似这个电路的构造。

现在我按照G版的建议改造一下试试，也就是说，希望能够有一种线路既能发挥Mu随的长处，又能分开设置上下管的工作点。所以这里就牵扯到：如果有旁路泄流的电路，对于上管五极管来说，它的阴随负载和工作点应如何确定呢？

1、上管V2

刚才提到先定上管的工作点，这按常規的五极管计算。但工作时gm不可能为理想值，且会经常改变，所以可利用Rk2a、b将gm提升并稳定——这便是电流提升。

找出Ia2，并绘出合适工作点，选择工作电流、电压等等。Ia2可以选大点，将gm尽量推至最高。有公式Ik2 = Ia2 + Isg2。

2、下管V1

按常规的三极管计算和设定工作点，随即计算Rk2a、b的电流，I_Rk2 = Ik2 - Ia1。

再计算V2的-Vg，Rk2a及V1的Rk1。由于Va1与Rk2并接，所以很容易就可以算出Rk2b。

至于阴随的负载数值应如何设定呢？

很简单，上管在特性图中已知大概数值，未必一定要绘制负载线，只要有-Vg、Ia和Va便可算出Rk2。即Rk2便是上管的负裁。当然，也可费点时间作图，会更加准确。

V1（和 Rp）是并接在Rk2处，应当这样计算：从V2往下看，V1可當作为上管的CCS。以6N1为例，若Rp=36KΩ，则下管的阻抗便约有千多KΩ。与三数十KΩ的Rk2并接后，数值的变化也不大，可以忽视。

到此就是我目前对Mu-Stage线路的一点总结，相信我的问题也是很多发烧友正头疼的地方，希望我的心得对大家的PSRR或者追求音场有所帮助。